本文設(shè)計了一款降壓型LED恒流驅(qū)動芯片的滯環(huán)控制電路。該芯片采用高邊電流檢測方案，運用滯環(huán)電流控制方法對驅(qū)動電流進(jìn)行滯環(huán)控制，從而獲得恒定的平均驅(qū)動電流。設(shè)計采用簡單的設(shè)計理念實現(xiàn)恒流驅(qū)動，不需要復(fù)雜的電路分析，能實現(xiàn)精確的電流控制，且自身具有穩(wěn)定性。芯片采用0.5μm 5V/18V/40V CDMOS工藝研制，電源電壓范圍為4.5V~28V，工作溫度-40℃~125℃，可為LED提供恒定的350mA驅(qū)動電流，通過調(diào)節(jié)外部檢測電阻，可調(diào)節(jié)恒定LED驅(qū)動電流。外部提供DIM信號，通過DIM的占空比來調(diào)節(jié)LED的亮度。Hspice仿真結(jié)果顯示：LED驅(qū)動電流為滯環(huán)變化的三角波，恒流精度小于6.2%。

1 引言

目前，LED的驅(qū)動方式有恒壓和恒流驅(qū)動兩種，其中，恒流驅(qū)動是常用方式。恒流驅(qū)動消除溫度和工藝等因素引起正向電壓變化所導(dǎo)致的電流變化，保證恒定的LED亮度。在LED恒流驅(qū)動控制模式中，滯環(huán)電流控制模式具有諸多優(yōu)點：結(jié)構(gòu)簡單、自穩(wěn)定、不易因噪聲而發(fā)生不穩(wěn)定振蕩等，使用日益廣泛。MAXIM公司的MAXIM16819就是LED恒流驅(qū)動芯片。

文中實現(xiàn)了一種簡單的滯流控制模塊，通過模塊內(nèi)部自建滯環(huán)比較電壓，結(jié)合DIM控制端的PWM信號控制功率開關(guān)管的通斷，實現(xiàn)對LED的恒流控制。

2 電路設(shè)計與原理分析

2.1 滯環(huán)控制原理

滯流控制模塊應(yīng)用如圖1所示，LED驅(qū)動電流的變化反應(yīng)在檢測電阻RSENSE兩端的壓差變化上。本設(shè)計中，檢測電阻設(shè)為0.5Ω，較小的檢測電阻有利于降低功耗和保持較高的轉(zhuǎn)換效率。滯環(huán)電流控制模塊內(nèi)部自建兩個電壓閾值，檢測電壓Vcs與閾值電壓進(jìn)行比較，比較結(jié)果和DIM調(diào)光信號相與來控制功率開關(guān)管的通斷。

圖1 滯流控制模塊應(yīng)用圖示

使用PWM調(diào)光，在減少電流占空周期內(nèi)給LED提供完整電流，例如要將亮度減半，只需在50%的占空周期內(nèi)提供完整的電流。通常PWM調(diào)光信號的頻率會超過100Hz，以確保這個脈沖電流不會被人眼所察覺。

滯流控制模塊內(nèi)部電路如圖2所示，當(dāng)DIM信號為高電平期間，當(dāng)Vcs大于上電壓閾值時，控制電路輸出低電平，關(guān)閉功率開關(guān)管。由LED、電感L 、續(xù)流二極管D和RSENSE組成的回路使得電感繼續(xù)為LED提供電流，電感電流逐漸減小，使得檢測電壓Vcs隨之減小；當(dāng)Vcs小于下閾值電壓時，控制電路輸出高電平，導(dǎo)通功率開關(guān)管，此時D截止，形成從電源經(jīng)RSENSE、LED、L和功率開關(guān)管到地的回路，電源為電感L充電，電感電流上升，檢測電壓Vcs隨之升高。Vcs大于上電壓閾值時，控制電路關(guān)斷開關(guān)管，重復(fù)上個周期的動作，這樣就完成了對LED驅(qū)動電流的滯環(huán)電流控制，使得流過LED的驅(qū)動電流，也就是電感電流的平均值恒定。

圖2 滯流控制模塊內(nèi)部模塊

2.2 滯環(huán)比較電壓產(chǎn)生電路

4.5V~28V的輸入電壓經(jīng)調(diào)整轉(zhuǎn)換為5V的恒定電壓Vcc為后續(xù)電路供電。如圖3所示，A點電位受運算放大器控制，將等于參考電壓1.2V，假設(shè)輸出Vout為高電平，則M2導(dǎo)通，流過M1的電流為IM1=Vref/R2，B點的電壓為VBL=Vin-IM1 R1；當(dāng)Vout為低電平，M2截止，流過M1的電流變?yōu)镮′M1=Vref/(R2+R3)，B點電壓升高為VBH=Vin-I′M1 R1，所以B點電壓的變化為ΔVB=VBH-VBL=Vref R1 R3/R2(R2+R3)，這意味著Vout由高電平變成低電平時在B點產(chǎn)生的一個滯環(huán)電壓，可見該滯環(huán)電壓與輸入電壓無關(guān)，只由參考電壓Vref和電阻大小決定，通過選擇各電阻的阻值便可設(shè)定滯環(huán)電壓的大小。

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圖3 滯流比較電壓產(chǎn)生電路

2.3 運放實現(xiàn)電路

以上分析可知運算放大器起著重要作用，其必須具有較高的增益，才能使A點電壓精確跟隨參考電壓，從而準(zhǔn)確設(shè)定B點電平和滯環(huán)電壓大小。另外由于Vout的變化頻率與系統(tǒng)開關(guān)頻率相同(系統(tǒng)的最大開關(guān)頻率約為2MHz)，使得流過M1的電流也相同頻率在IM1和I′M1之間快速切換，所以運放的單位增益帶寬須大于系統(tǒng)的最大開關(guān)頻率。設(shè)計的運放結(jié)構(gòu)如圖4所示，采用折疊式輸入結(jié)構(gòu)，可以獲得較大的共模輸入電壓范圍。

圖4 運放實現(xiàn)電路

由運放的頻率特性仿真圖5可知，增益達(dá)到84.266dB，相位裕度108°，單位增益帶寬約12MHz，滿足電路要求。

圖5 運放頻率特性仿真

2.4 平均驅(qū)動電流設(shè)定

運放將點A電位鉗位于帶隙電壓基準(zhǔn)上。由M7-M8、M6-M9組成的級聯(lián)電流鏡將偏置電流I1鏡像到M8-M9-R5所在支路，所以Compara2tor模塊的一個輸入端電壓Vn保持一定，另一輸入端電壓Vp將跟隨檢測電壓Vcs變化。當(dāng)比較器輸出Vout為高電平(開關(guān)管導(dǎo)通)時，B點電壓為VBL即下限閾值檢測電壓VCSMIN，當(dāng)Vcs下降到此閾值時，由M6~M11組成的對稱電路結(jié)構(gòu)使流過R5、R6的電流相等，此時Vn=Vp。若Vcs<VCSMIN，即Vp<Vn，比較器翻轉(zhuǎn)，輸出Vout為低電平。當(dāng)Vout變至低電平后，M2截止，B點電壓將變?yōu)閂BH，VBH即是上限閾值電壓VCSMAX，流過LED的平均驅(qū)動電流是由B點平均電壓設(shè)定：

滯環(huán)電流范圍：

上式?jīng)Q定了驅(qū)動電流的紋波大小。

3 仿真結(jié)果分析

文中電路采用0.5μm 5V/18V/40V CDMOS工藝，用Hspice Z-2007.03進(jìn)行仿真。在脈沖寬度為200μs、周期為300μs的DIM信號和Vin=12V(典型值)的共同作用下，仿真結(jié)果如圖6所示。

圖6 Vin="12V時的電路仿真"

分別在Vin=2.5V，Vin=28V的情況下，再次對LED驅(qū)動電流進(jìn)行仿真，三次仿真數(shù)據(jù)結(jié)果分別如表1所示。

表1 三種輸入電壓情況下的驅(qū)動電流

在Vin=12V時，對LED驅(qū)動電流進(jìn)行溫度特性仿真，三次仿真波形結(jié)果分別如表2所示?？梢钥闯觯酒臏囟忍匦暂^好。

表2 Vin="12V情況下三種環(huán)境溫度下的驅(qū)動電流"

由于系統(tǒng)的固定延時τ對電流的紋波存在影響，實際的驅(qū)動電流峰值是IMAX +τoff di/dt，電流谷值是IMIN-τON di/dt，τoff為從驅(qū)動電流大于設(shè)定值到功率開關(guān)關(guān)閉的系統(tǒng)延時，τon為從驅(qū)動電流小于設(shè)定值到功率開關(guān)導(dǎo)通的系統(tǒng)延時，di/dt是電感電流變化率。則電感若取較大值，對驅(qū)動電流平均值影響不大，但可以減小電流紋波，反之，這是以增加外部電感體積為代價的。

電路可達(dá)很高的效率，一方面檢測電阻中的功耗

會導(dǎo)致電源功率耗散，但本設(shè)計中RSENSE=0.5Ω，則PRSENSE相當(dāng)小，另一方面，系統(tǒng)效率定義為LED消耗的功率與電源提供的功率之比，即η=PLED/PPOWER。其中，PPOWER=Vin3 Ivin，PLED=VLED*，從仿真可知，Ivin的平均值遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于，所以系統(tǒng)的效率可以達(dá)到非常高。

4 結(jié)束語

文中設(shè)計了一款適用于降壓型LED恒流驅(qū)動芯片的滯環(huán)控制電路。采用高邊電流檢測方案，運用滯環(huán)電流控制方法對驅(qū)動電流進(jìn)行滯環(huán)控制，從而獲得恒定的平均驅(qū)動電流，通過調(diào)節(jié)外部檢測電阻，可調(diào)節(jié)恒定LED驅(qū)動電流。芯片采用015μm 5V/18V/40V CDMOS工藝，電源電壓范圍為4.5V~28V，可為LED提供約恒定的350mA驅(qū)動電流，溫度特性-40℃~125℃，可達(dá)到相當(dāng)高的效率。當(dāng)Vin從4.5V變化到28V時，平均驅(qū)動電流變化22mA，最大恒流精度為6.2%。